Come progettare un convertitore flyback - Tutorial completo

Una configurazione flyback è la topologia preferita nei progetti di applicazioni SMPS principalmente perché garantisce il completo isolamento dell'uscita CC dalla rete di ingresso CA. Altre caratteristiche includono un basso costo di produzione, un design più semplice e un'implementazione senza complicazioni. La versione DCM a bassa corrente dei convertitori flyback che include specifiche di uscita inferiori a 50 watt è più ampiamente utilizzata rispetto alle controparti ad alta corrente più grandi.

Impariamo i dettagli con una spiegazione esauriente attraverso i seguenti paragrafi:

Guida alla progettazione completa per convertitore flyback DCM a frequenza fissa offline

Modalità operative flyback: DCM e CCM

Di seguito vediamo il design schematico fondamentale di un convertitore flyback. Le sezioni principali in questo progetto sono il trasformatore, il mosfet di alimentazione di commutazione Q1 sul lato primario, il raddrizzatore a ponte sul lato secondario D1, un condensatore di filtro per levigatura l'uscita da D1 e uno stadio controller PWM che può essere un circuito controllato da IC.

Questo tipo di design flyback potrebbe avere un funzionamento CCM (modalità di conduzione continua) o DCM (modalità di conduzione discontinua) in base a come è configurato il MOSFET di potenza T1.

Fondamentalmente, in modalità DCM abbiamo l'intera energia elettrica immagazzinata nel primario del trasformatore trasferita attraverso il lato secondario ogni volta che il MOSFET viene spento durante i suoi cicli di commutazione (chiamato anche periodo di flyback), portando la corrente sul lato primario a raggiungere un potenziale zero prima che T1 possa riaccendersi nuovamente nel ciclo di commutazione successivo.

Nella modalità CCM, l'energia elettrica immagazzinata nel primario non ha l'opportunità di essere completamente trasferita o indotta attraverso il secondario.

Questo perché, ciascuno dei successivi impulsi di commutazione dal controller PWM accende T1 prima che il trasformatore abbia trasferito la sua piena energia immagazzinata al carico. Ciò implica che alla corrente di ritorno (ILPK e ISEC) non è mai consentito di raggiungere il potenziale zero durante ciascuno dei cicli di commutazione.

Possiamo testimoniare la differenza tra le due modalità di funzionamento nel diagramma seguente attraverso i modelli di forma d'onda della corrente nella sezione primaria e secondaria del trasformatore.

Entrambe le modalità DCM e CCM hanno i loro vantaggi specifici, che possono essere appresi dalla seguente tabella:

Rispetto al CCM, il circuito in modalità DCM richiede livelli maggiori di corrente di picco per garantire una potenza ottimale sul lato secondario del trasformatore. Ciò a sua volta richiede che il lato primario sia valutato a una corrente RMS più elevata, il che significa che il MOSFET deve essere valutato alla gamma più alta specificata.

Nei casi in cui il progetto deve essere costruito con un intervallo limitato di corrente di ingresso e componenti, di solito viene selezionato un fyback in modalità CCM, che consente al progetto di impiegare un condensatore di filtro relativamente più piccolo e una minore perdita di conduzione sul MOSFET e sul trasformatore).

Il CCM diventa favorevole per le condizioni in cui la tensione di ingresso è inferiore, mentre la corrente è maggiore (oltre 6 ampere), progetti che possono essere classificati per funzionare con 50 watt di potenza , ad eccezione delle uscite a 5 V in cui la specifica di potenza potrebbe essere inferiore a 50 watt.

L'immagine sopra indica la risposta corrente sul lato primario delle modalità flyback e la relazione corrispondente tra le loro forme d'onda triangolari e trapezoidali.

IA sulla forma d'onda triangolare indica il punto di inizializzazione minimo che può essere visto come zero, all'inizio del periodo di accensione del MOSFET, e anche un livello di picco di corrente più elevato persistente nell'avvolgimento primario del trasformatore nel momento in cui il MOSFET viene nuovamente acceso, durante la modalità di funzionamento CCM.

IB può essere percepito come il punto finale della magnitudo corrente mentre il mosfet l'interruttore è acceso (intervallo Ton).

Il valore corrente normalizzato IRMS può essere visto come la funzione del fattore K (IA / IB) sull'asse Y.

Questo può essere usato come moltiplicatore ogni volta che è necessario calcolare perdite resistive per un numero assortito di forme d'onda con riferimento a una forma d'onda trapezoidale avente una forma d'onda superiore piatta.

Ciò dimostra anche le inevitabili perdite di conduzione CC supplementari dell'avvolgimento del trasformatore e dei transistor o diodi come funzione della forma d'onda della corrente. Utilizzando questi consigli, il progettista sarà in grado di prevenire perdite di conduzione dal 10 al 15% con un design del convertitore così ben calcolato.

La considerazione dei criteri di cui sopra può diventare significativamente cruciale per le applicazioni progettate per gestire correnti ad alto valore efficace e che richiedono un'efficienza ottimale come caratteristiche chiave.

Potrebbe essere possibile eliminare le perdite extra di rame, anche se ciò potrebbe richiedere un formidabile dimensione del nucleo per accogliere l'area essenziale della finestra di avvolgimento più grande, in contrasto con le situazioni in cui solo le specifiche di base diventano cruciali.

Come abbiamo capito finora, una modalità di funzionamento DCM consente l'uso di un trasformatore di dimensioni inferiori, possiede una maggiore risposta ai transienti e funziona con perdite di commutazione minime.

Pertanto questa modalità diventa altamente raccomandata per i circuiti flyback specificati per tensioni di uscita più elevate con requisiti di ampere relativamente inferiori.

Sebbene possa essere possibile progettare un convertitore flyback per funzionare con le modalità DCM e CCM, una cosa deve essere ricordata che durante il passaggio dalla modalità DCM alla modalità CCM, questa funzione di cambio si trasforma in un'operazione a 2 poli, dando luogo a bassi impedenza per il convertitore.

Questa situazione rende essenziale incorporare strategie di progettazione aggiuntive, inclusi vari loop (feedback) e compensazione della pendenza rispetto al sistema di loop di corrente interno. Praticamente questo implica che dobbiamo assicurarci che il convertitore sia progettato principalmente per una modalità CCM, ma sia in grado di funzionare con la modalità DCM quando vengono utilizzati carichi più leggeri in uscita.

Può essere interessante sapere che utilizzando modelli di trasformatori avanzati, potrebbe diventare possibile migliorare un convertitore CCM attraverso una regolazione del carico più pulita e più leggera, nonché un'elevata regolazione incrociata su un'ampia gamma di carichi attraverso un trasformatore a gradini.

In tali casi, viene applicato un piccolo spazio tra i nuclei inserendo un elemento esterno come un nastro isolante o una carta, al fine di indurre inizialmente un'elevata induttanza e consentire anche il funzionamento CCM con carichi più leggeri. Discuteremo questo in modo elaborato un'altra volta nei miei articoli successivi.

Avendo caratteristiche della modalità DCM così versatili, non sorprende che questa diventi la scelta popolare ogni volta che è necessario progettare un SMPS senza problemi, efficiente ea bassa potenza.

Di seguito apprenderemo le istruzioni dettagliate su come progettare un convertitore flyback in modalità DCM.

Equazioni di progettazione flyback DCM e requisiti di decisione sequenziale

Passo 1:
Valuta e stima i tuoi requisiti di progettazione. Tutti Design SMPS deve iniziare valutando e determinando le specifiche del sistema. Sarà necessario definire e allocare i seguenti parametri:

Sappiamo che il parametro di efficienza è quello cruciale che deve essere deciso per primo, il modo più semplice è quello di impostare un obiettivo compreso tra il 75% e l'80%, anche se il tuo progetto è a basso costo. La frequenza di commutazione indicata come

Fsw generalmente deve essere compromesso ottenendo il meglio dalle dimensioni del trasformatore e dalle perdite sostenute a causa della commutazione e dell'EMI. Il che implica che potrebbe essere necessario decidere una frequenza di commutazione almeno inferiore a 150kHz. Tipicamente questo può essere selezionato tra un intervallo di 50 kHz e 100 kHz.

Inoltre, nel caso in cui sia necessario includere più di un'uscita per il progetto, il valore di potenza massima Pout dovrà essere regolato come valore combinato delle due uscite.

Potresti trovare interessante sapere che fino a tempi recenti i design SMPS convenzionali più popolari avevano il mosfet e il Controller di commutazione PWM come due diversi stadi isolati, integrati insieme su un layout PCB, ma oggigiorno nelle moderne unità SMPS questi due stadi possono essere trovati incorporati in un unico pacchetto e fabbricati come circuiti integrati singoli.

Principalmente, i parametri che sono tipicamente considerati durante la progettazione di un convertitore SMPS flyback sono 1) L'applicazione o le specifiche del carico, 2) Costo 3) Alimentazione in standby e 4) Funzioni di protezione aggiuntive.

Quando vengono utilizzati circuiti integrati integrati, di solito le cose diventano molto più semplici, poiché richiede solo il calcolo del trasformatore e di alcuni componenti passivi esterni per progettare un convertitore flyback ottimale.

Entriamo nei dettagli riguardanti i calcoli coinvolti per la progettazione di un SMPS flaback.

Calcolo del condensatore di ingresso Cin e dell'intervallo di tensione CC in ingresso

A seconda della tensione di ingresso e delle specifiche di alimentazione, la regola standard per la selezione di Cin, denominata anche condensatore del collegamento CC, può essere appresa dalle seguenti spiegazioni:

Al fine di garantire un'ampia gamma di operazioni, è possibile scegliere un valore di 2uF per watt o superiore per un condensatore del collegamento CC, che consentirà di avere un intervallo di buona qualità per questo componente.

Successivamente, potrebbe essere necessario determinare la tensione di ingresso CC minima che può essere ottenuta risolvendo:

Dove la scarica diventa il rapporto di lavoro del condensatore del collegamento CC, che può essere all'incirca intorno a 0,2

Nella figura sopra possiamo visualizzare la tensione del condensatore del circuito intermedio. Come mostrato, la tensione di ingresso si verifica durante la massima potenza in uscita e la minima tensione CA in ingresso, mentre la massima tensione CC in ingresso si verifica durante la minima potenza in ingresso (assenza di carico) e durante la massima tensione CA in ingresso.

In assenza di carico, siamo in grado di vedere una tensione di ingresso CC massima, durante la quale il condensatore si carica al livello di picco della tensione di ingresso CA, e questi valori possono essere espressi con la seguente equazione:

Step3:

Valutazione della tensione VR indotta dal Flyback e dello stress di tensione massimo sul MOSFET VDS. La tensione indotta da Flyback VR potrebbe essere intesa come la tensione indotta sul lato primario del trasformatore quando il mosfet Q1 è in condizione di OFF.

La funzione di cui sopra a sua volta influisce sulla valutazione VDS massima del mosfet, che può essere confermata e identificata risolvendo la seguente equazione:

Dove, Vspike è il picco di tensione generato a causa dell'induttanza di dispersione del trasformatore.

Per cominciare, si può prendere un 30% di Vspike da VDSmax.

Il seguente elenco ci dice quanta tensione riflessa o indotta può essere consigliata per un MOSFET nominale da 650 V a 800 V e con un valore limite iniziale VR inferiore a 100 V per un ampio intervallo di tensione di ingresso previsto.

Scegliere il VR giusto può essere un vero affare tra il livello di stress di tensione sul raddrizzatore secondario e le specifiche del mosfet sul lato primario.

Se VR è selezionato molto alto attraverso un rapporto di rotazione aumentato, darebbe luogo a un VDSmax maggiore, ma un livello inferiore di stress di tensione sul diodo del lato secondario.

E se VR è selezionato troppo piccolo attraverso un rapporto di rotazione più piccolo, il VDSmax sarà più piccolo, ma comporterebbe un aumento del livello di stress sul diodo secondario.

Un VDSmax sul lato primario più grande assicurerebbe non solo un livello di stress inferiore sul diodo del lato secondario e una riduzione della corrente primaria, ma consentirà anche di implementare un design economico.

Flyback con modalità DCM

Come calcolare Dmax in base a Vreflected e Vinmin

È possibile prevedere un ciclo di lavoro massimo nelle istanze di VDCmin. Per questa situazione possiamo progettare il trasformatore lungo le soglie di DCM e CCM. In questo caso il ciclo di lavoro potrebbe essere presentato come:

Step4:

Come calcolare la corrente di induttanza primaria

In questo passaggio calcoleremo l'induttanza primaria e la corrente di picco primaria.

Le seguenti formule potrebbero essere utilizzate per identificare la corrente di picco primaria:

Una volta ottenuto quanto sopra, possiamo procedere e calcolare l'induttanza primaria utilizzando la seguente formula, entro i limiti del duty cycle massimo.

Bisogna fare attenzione per quanto riguarda il flyback, non deve entrare in modalità CCM a causa di qualsiasi forma di condizioni di carico eccessivo, e per questa specifica di potenza massima deve essere considerata durante il calcolo del Poutmax nell'equazione # 5. La condizione menzionata può verificarsi anche nel caso in cui l'induttanza venga aumentata oltre il valore Lprimax, quindi prenderne nota.

Step5 :

Come selezionare il grado di base e le dimensioni ottimali:

Potrebbe sembrare piuttosto intimidatorio durante la selezione della specifica e della struttura di base corrette se stai progettando un flyback per la prima volta. Poiché ciò può comportare un numero significativo di fattori e variabili da considerare. Alcuni di questi che possono essere cruciali sono la geometria del nucleo (ad esempio nucleo EE / nucleo RM / nucleo PQ ecc.), La dimensione del nucleo (ad esempio EE19, RM8 PQ20 ecc.) E il materiale del nucleo (ad esempio. 3C96. TP4, 3F3 eccetera).

Se non hai idea di come procedere con le specifiche di cui sopra, un modo efficace per contrastare questo problema potrebbe essere quello di fare riferimento a guida alla selezione dei core standard dal produttore del core, oppure puoi anche consultare la seguente tabella che fornisce approssimativamente le dimensioni del core standard durante la progettazione di un flyback DCM a 65 kHz, con riferimento alla potenza di uscita.

Una volta terminata la selezione della dimensione del nucleo, è il momento di selezionare la bobina corretta, che potrebbe essere acquisita secondo la scheda tecnica del nucleo. Proprietà aggiuntive della bobina come numero di perni, montaggio su PCB o SMD, posizionamento orizzontale o verticale, tutte queste potrebbero dover essere considerate come design preferito

Anche il materiale del nucleo è fondamentale e deve essere selezionato in base alla frequenza, alla densità del flusso magnetico e alle perdite del nucleo.

Per cominciare, puoi provare varianti con il nome 3F3, 3C96 o TP4A, ricorda che i nomi del materiale di base disponibile possono essere diversi per tipi identici a seconda della particolare produzione.

Come calcolare le spire primarie minime o l'avvolgimento

Dove il termine Bmax indica la massima densità di flusso di funzionamento, Lpri indica l'induttanza primaria, Ipri diventa la corrente di picco primaria, mentre Ae identifica l'area della sezione trasversale del tipo di nucleo selezionato.

Va ricordato che il Bmax non deve mai superare la densità del flusso saturante (Bsat) come specificato nella scheda tecnica del materiale del nucleo. Potresti trovare lievi variazioni in Bsat per i nuclei di ferrite a seconda delle specifiche come il tipo di materiale e la temperatura, tuttavia la maggior parte di queste avrà un valore vicino a 400mT.

Se non trovi dati di riferimento dettagliati, puoi scegliere un Bmax di 300mT. Sebbene la selezione di una Bmax più alta possa aiutare ad avere un numero ridotto di giri primari e una conduzione più bassa, la perdita del nucleo può aumentare significativamente. Cercare di ottimizzare i valori di questi parametri, in modo tale che la perdita del nucleo e la perdita di rame siano entrambe mantenute entro limiti accettabili.

Passaggio 6:

Come calcolare il numero di giri per l'uscita secondaria principale (Ns) e le uscite ausiliarie varie (Naux)

In modo da determinare le svolte secondarie dobbiamo prima trovare il rapporto di rotazione (n), che può essere calcolato utilizzando la seguente formula:

Dove Np è le spire primarie e Ns è il numero secondario di spire, Vout indica la tensione di uscita e VD ci dice per quanto riguarda la caduta di tensione attraverso il diodo secondario.

Per il calcolo dei giri delle uscite ausiliarie per un valore Vcc desiderato, si può utilizzare la seguente formula:

Un avvolgimento ausiliario diventa cruciale in tutti i convertitori flyback per fornire l'alimentazione di avviamento iniziale all'IC di controllo. Questa alimentazione VCC è normalmente utilizzata per alimentare l'IC di commutazione sul lato primario e può essere fissata secondo il valore indicato nel datasheet dell'IC. Se il calcolo fornisce un valore non intero, è sufficiente arrotondarlo utilizzando il valore intero superiore appena sopra questo numero non intero.

Come calcolare la dimensione del filo per l'avvolgimento di uscita selezionato

Per calcolare correttamente le dimensioni dei fili per i diversi avvolgimenti, dobbiamo prima trovare le specifiche di corrente RMS per il singolo avvolgimento.

Può essere fatto con le seguenti formule:

Come punto di partenza, una densità di corrente da 150 a 400 mil circolari per Ampere, potrebbe essere utilizzata per determinare la sezione del filo. La tabella seguente mostra il riferimento per la selezione della sezione del cavo appropriata utilizzando 200 M / A, in base al valore di corrente RMS. Mostra anche il diametro del filo e l'isolamento di base per un assortimento di fili di rame super smaltati.

Step8:

Considerando la costruzione del trasformatore e l'Iterazione del progetto dell'avvolgimento

Dopo aver finito di determinare i parametri del trasformatore sopra discussi, diventa fondamentale valutare come adattare la dimensione del filo e il numero di spire entro la dimensione del nucleo del trasformatore calcolata e la bobina specificata. Per ottenere ciò in modo ottimale possono essere necessarie diverse iterazioni o sperimentazioni per ottimizzare le specifiche del nucleo con riferimento alla sezione del filo e al numero di giri.

La figura seguente indica l'area di avvolgimento per un dato EE core . Con riferimento allo spessore del filo calcolato e al numero di spire per il singolo avvolgimento, è possibile stimare approssimativamente se l'avvolgimento si adatterà o meno all'area di avvolgimento disponibile (w e h). Se l'avvolgimento non si adatta, uno dei parametri per numero di giri, diametro del filo o dimensione del nucleo o più di 1 parametro potrebbe richiedere una regolazione fine finché l'avvolgimento non si adatta in modo ottimale.

Il layout dell'avvolgimento è fondamentale poiché le prestazioni di lavoro e l'affidabilità del trasformatore dipendono in modo significativo da esso. Si consiglia di utilizzare un layout o una struttura sandwich per l'avvolgimento al fine di limitare la dispersione di induttanza, come indicato in Fig5.

Inoltre, al fine di soddisfare e conformarsi alle norme di sicurezza internazionali, il progetto deve avere una gamma sufficiente di isolamento tra gli strati primari e secondari dell'avvolgimento. Ciò può essere assicurato impiegando una struttura avvolta ai margini, o utilizzando un filo secondario avente una classificazione del filo a triplo isolamento, come mostrato nella rispettiva figura seguente

L'impiego di fili a triplo isolamento per l'avvolgimento secondario diventa l'opzione più semplice per affermare rapidamente le leggi internazionali sulla sicurezza relative ai progetti SMPS flyback. Tuttavia, tali fili rinforzati possono avere uno spessore leggermente superiore rispetto alla variante normale che obbliga l'avvolgimento a occupare più spazio e può richiedere uno sforzo aggiuntivo per adattarsi all'interno della bobina selezionata.

Passaggio 9

Come progettare il circuito del morsetto primario

Nella sequenza di commutazione, per i periodi OFF del mosfet, un picco di alta tensione sotto forma di induttanza di dispersione viene sottoposto attraverso il drenaggio / sorgente del mosfet, che potrebbe provocare un guasto da valanga, danneggiando infine il mosfet.

Per contrastare ciò, un circuito di bloccaggio viene solitamente configurato attraverso l'avvolgimento primario, che limita istantaneamente il picco generato a un valore inferiore sicuro.

Troverete un paio di progetti di circuiti di bloccaggio che possono essere incorporati per questo scopo, come mostrato nella figura seguente.

Questi sono vale a dire il morsetto RCD e il morsetto Diode / Zener, dove quest'ultimo è molto più facile da configurare e implementare rispetto alla prima opzione. In questo circuito a pinza utilizziamo una combinazione di un diodo raddrizzatore e un diodo Zener ad alta tensione come un TVS (soppressore di tensione transitoria) per bloccare il picco di sovratensione.

La funzione di Diodo Zener è quello di tagliare o limitare in modo efficiente il picco di tensione fino a quando la tensione di dispersione è completamente deviata attraverso il diodo Zener. Il vantaggio di un morsetto Zener a diodi è che il circuito si attiva e si blocca solo quando il valore combinato di VR e Vspike supera la specifica di rottura del diodo Zener e, viceversa, fintanto che il picco è al di sotto della rottura Zener o di un livello di sicurezza, la pinza potrebbe non attivarsi affatto, non consentendo alcuna dissipazione di potenza non necessaria.

Come selezionare diodo di serraggio / valore Zener

Dovrebbe sempre essere il doppio del valore della tensione riflessa VR o della tensione di picco presunta.
Il diodo raddrizzatore deve essere a ripristino ultra rapido o un diodo di tipo Schottky con un valore nominale superiore alla tensione massima del collegamento CC.

L'opzione alternativa del tipo di bloccaggio RCD ha lo svantaggio di rallentare dv / dt del MOSFET. Qui il parametro di resistenza del resistore diventa cruciale limitando il picco di tensione. Se viene selezionato un valore Rclamp basso, migliorerebbe la protezione dai picchi ma potrebbe aumentare la dissipazione e lo spreco di energia. Al contrario, se viene selezionato un valore Rclamp più alto, ciò aiuterebbe a ridurre al minimo la dissipazione ma potrebbe non essere così efficace in sopprimendo le punte .

Facendo riferimento alla figura sopra, per garantire VR = Vspike, è possibile utilizzare la seguente formula

Dove Lleak indica l'induttanza del trasformatore e potrebbe essere trovato eseguendo un cortocircuito attraverso l'avvolgimento secondario, o in alternativa, si potrebbe incorporare un valore di regola applicando dal 2 al 4% del valore di induttanza primaria.

In questo caso il condensatore Cclamp dovrebbe essere sostanzialmente grande per inibire un aumento di tensione durante il periodo di assorbimento dell'energia di dispersione.

Il valore di Cclamp può essere selezionato tra 100pF e 4.7nF, l'energia immagazzinata all'interno di questo condensatore verrà scaricata e rinfrescata rapidamente da Rclamp durante ogni ciclo di commutazione.

Step10

Come selezionare il diodo raddrizzatore di uscita

Questo può essere calcolato utilizzando la formula mostrata sopra.

Assicurarsi di selezionare le specifiche in modo tale che la tensione inversa massima o il VRRM del diodo non sia inferiore al 30% del diodo VRV e assicurarsi inoltre che l'IF o la specifica della corrente diretta da valanga sia almeno del 50% maggiore di IsecRMS. Preferibilmente scegli un diodo Schottky per ridurre al minimo le perdite di conduzione.

Con un circuito DCM la corrente di picco del Flyback può essere alta, quindi prova a selezionare un diodo con una tensione diretta inferiore e specifiche di corrente relativamente più elevate, rispetto al livello di efficienza desiderato.

Passaggio 11

Come selezionare il valore del condensatore di uscita

Selezione di un file condensatore di uscita calcolato correttamente mentre la progettazione di un flyback può essere estremamente cruciale, perché in una topologia flyback l'energia induttiva immagazzinata non è disponibile tra il diodo e il condensatore, il che implica che il valore del condensatore deve essere calcolato considerando 3 criteri importanti:

1) Capacità
2) ESR
3) Corrente RMS

Il valore minimo possibile potrebbe essere identificato in base alla funzione della massima tensione di ripple di uscita da picco a picco accettabile e può essere identificato mediante la seguente formula:

Dove Ncp indica il numero di impulsi di clock del lato primario richiesti dal feedback di controllo per controllare il funzionamento dai valori massimo e minimo specificati. Ciò può richiedere in genere da 10 a 20 cicli di commutazione.
Iout si riferisce alla massima corrente di uscita (Iout = Poutmax / Vout).

Per identificare il valore RMS massimo per il condensatore di uscita, utilizzare la seguente formula:

Per una specifica frequenza di commutazione elevata del flyback, la corrente di picco massima dal lato secondario del trasformatore genererà una tensione di ripple corrispondentemente alta, imposta attraverso l'ESR equivalente del condensatore di uscita. In considerazione di ciò, è necessario assicurarsi che il valore ESRmax del condensatore non superi la capacità di corrente di ondulazione accettabile specificata del condensatore.

Il progetto finale può fondamentalmente includere la tensione nominale desiderata e la capacità di corrente di ondulazione del condensatore, in base al rapporto effettivo tra la tensione di uscita selezionata e la corrente del flyback.

Assicurati che il file Valore ESR è determinato dalla scheda tecnica in base alla frequenza superiore a 1 kHz, che in genere si può presumere essere compresa tra 10 kHz e 100 kHz.

Sarebbe interessante notare che un condensatore solitario con una specifica ESR bassa potrebbe essere sufficiente per controllare il ripple di uscita. Puoi provare a includere un piccolo filtro LC per correnti di picco più elevate, soprattutto se il flyback è progettato per funzionare con una modalità DCM, che potrebbe garantire un controllo della tensione di ondulazione ragionevolmente buono in uscita.

Passaggio 12

Ulteriori considerazioni importanti:

A) Come selezionare la tensione e la corrente nominale, per il raddrizzatore a ponte sul lato primario.

Può essere fatto tramite l'equazione precedente.

In questa formula PF sta per fattore di potenza dell'alimentatore, possiamo applicare 0,5 nel caso un riferimento appropriato diventi irraggiungibile. Per il raddrizzatore a ponte selezionare i diodi o il modulo con un valore di amplificazione in avanti 2 volte superiore a IACRMS. Per la tensione nominale, potrebbe essere selezionato a 600 V per una specifica di ingresso massima di 400 V CA.

B) Come selezionare il resistore di rilevamento corrente (Rsense):

Può essere calcolato con la seguente equazione. La resistenza di rilevamento Rsense è incorporata per interpretare la potenza massima all'uscita del flyback. Il valore Vcsth può essere determinato facendo riferimento alla scheda tecnica del controller IC, Ip (max) indica la corrente primaria.

C) Selezione del VCC del condensatore:

Un ottimo valore di capacità è fondamentale per il condensatore di ingresso per eseguire un corretto periodo di avvio. In genere qualsiasi valore compreso tra 22uF e 47uF fa bene il lavoro. Tuttavia, se questo è selezionato molto più basso potrebbe provocare l'attivazione di un 'blocco di sottotensione' sul controller IC, prima che il Vcc sia in grado di svilupparsi dal convertitore. Al contrario un valore di capacità maggiore potrebbe comportare un ritardo indesiderato del tempo di avvio del convertitore.

Inoltre, assicurati che questo condensatore sia della migliore qualità, con ottime specifiche di corrente di ripple e ESR, alla pari con l'uscita specifiche del condensatore . Si consiglia vivamente di collegare un altro condensatore di valore più piccolo nell'ordine di 100 nF, parallelo al condensatore sopra discusso e il più vicino possibile ai piedini Vcc / terra del circuito integrato del controller.

D) Configurazione del loop di feedback:

La compensazione del loop di feedback diventa importante per arrestare la generazione di oscillazioni. La configurazione della compensazione del loop può essere più semplice per il flyback in modalità DCM rispetto a un CCM, a causa dell'assenza di 'zero del semipiano destro' nello stadio di potenza e quindi non è richiesta alcuna compensazione.

Come indicato nella figura sopra, un semplice RC (Rcomp, Ccomp) diventa per lo più quanto basta per mantenere una buona stabilità attraverso il loop. In generale, il valore Rcomp può essere selezionato tra 1K e 20K, mentre Ccomp potrebbe essere compreso tra 100nF e 470pF.

Questo conclude la nostra elaborata discussione su come progettare e calcolare un convertitore flyback, se hai suggerimenti o domande, puoi inserirli nella seguente casella di commento, le tue domande riceveranno risposta al più presto.

Cortesia: Infineon